由于工程师们都在竭尽所能地获得其电源的最高效率，时序优化正变得越来越重要。在开关期间，存在两个过渡阶段：低压侧开关开启和高压侧开关开启。

 

低压侧开启开关至关重要，因为该过渡阶段几乎没有损耗，也即“无损开启”。在高压侧开关关闭以后，电感电流驱动开关节点电压无损接地。开启低压侧开关的最佳时机便为过渡结束时。如果在低压侧开启以前主体二极管短暂导电，则其无关紧要，因为它不会导致反向恢复损耗。在下一个开关过渡之前，该结点处的过剩载流全部耗散。但是，如果电流仍然长时间存在于主体二极管内，则会有过高的传导损耗。高压侧 FET 开启时序是最为重要的过渡。由于同低压侧 FET 存在交叉导通，因此开启过早会导致直通损耗；开启过晚又会导致传导损耗增高，并且会将过剩载流注入低压侧 FET 主体二极管内（必须对其进行恢复）。不管哪种情况，都会降低效率。

 

为了说明效率与驱动信号之间时序的关系，我构建起了一些具有驱动器信号可调节延迟的电源。之后，我比较了效率与延迟时间，对其存在的关系进行了研究。图 1A-1C 显示了结果。

 

图 1A 显示了当高压侧 FET 在低压侧 FET 完全关闭之前开启时的情况。在低压侧栅极驱动中有一个明显的更大的Miller 区域，其低压侧 FET 和高压侧 FET 同时导通，从而在功率级中产生直通电流。当低压侧 FET 最终关闭时，在开关节点处存在额外的电压过冲。在图 1B 中，在低压侧 FET 关闭且主体二极管中形成电流以后，高压侧 FET 才开启。当高压侧 FET 开启时，其恢复该主体二极管，并且会有一个电流峰值让开关节点电压出现振铃。但是，由于所用MOSFET体二极管的反向恢复时间（12 nS）极短，因此这种现象并不明显。主体二极管速度越慢，振铃越明显。图 1C 拥有最高的电源效率。在高压侧开关开启以前，低压侧栅极电压降至接地电压附近。高压侧在更低的主体二极管导电以前开启，开关节点振铃最小化。

 

 

 

图 2 显示了不同栅极驱动时序情况下 12 伏到 1 伏/15 安培、300 kHz 功率级的效率曲线。刻度左侧代表高压侧开关提前开启，如图 1A 所示。右侧代表一个经过延迟的高压侧栅极驱动（图 1B）。在左边，效率急剧下降，原因是功率级的直通电流损耗。在右边，效率逐渐下降。

 

效率逐渐下降的原因有两个：来自低压侧 FET 主体二极管的传导损耗和反向恢复损耗。在主体二极管导电期间，主体二极管电压下降约 0.7伏。方程式 1 表示了主体二极管导电期间的最大电源效率，其大致如下：

 

                            方程式1

 

如果主体二极管在 3us 时间中有 50ns 时间导电，则可对总效率产生约 1.2% 的影响。就该功率级而言，反向恢复损耗微不足道，原因是使用了 12 nS 短反向恢复时间的 MOSFET。

 

 

总之，同步降压稳压器中正确的栅极驱动信号时序，对于最大化效率至关重要。这种时序可最小化低压侧 FET 主体二极管导电时间。高压侧 FET 开启是最为关键的过渡阶段，同时应避免在低压侧完全关闭以前开启高压侧 FET。这样做可以最小化开关损耗，并减少过渡期间的电压振铃。

 

更多详情，请参阅 2003 年 4 月 TI《应用手册》（SLUA281）文章《栅极驱动升压同步 DC/DC 功率转换器效率预测》。